摘要：提出了一種新穎的零電流零電壓開關（ZCZVS）PWM全橋變換器，通過增加一個輔助電路的方法實現了變換器的軟開關。與以往的ZCZVSPWM全橋變換器相比，所提出的新穎變換器具有電路結構簡單、整機效率高以及電流環自適應調整等優點，這使得它特別適合高壓大功率的應用場合。詳細分析了該變換器的工作原理及電路設計，並在一台功率為4kW，工作頻率為80kHz的通信用開關電源裝置上得到了實驗驗證。
引言
移相全橋零電壓PWM軟開關（PSFBZVS）變換器與移相全橋零電壓零電流PWM軟開關（PSFBZVZCS）變換器是目前國內外電源界研究的熱門課題，並已得到了廣泛的應用。在中小功率的場合，功率器件一般選用MOSFET，這是因為MOSFET的開關速度快，可以提高開關頻率，採用ZVS方式，就可將開關損耗減小到較為理想的程度[1]。而在高壓大功率的場合，IGBT更為合適。但IGBT的最大的缺點是具有較大的開關損耗，尤其是由於IGBT的「拖尾電流」特性，使得它即使工作在零電壓情況下，關斷損耗仍然較大，要想在ZVS方式下減少關斷損耗，則必須加大IGBT的並聯電容。然而由於輕載時ZVS很難實現（滯後臂的ZVS更難實現），因此ZVS方案對於IGBT來說並不理想。若採用常規的移相全橋軟開關變換器，其優點是顯而易見的，即功率開關器件電壓、電流額定值小，功率變壓器利用率高等，但是它們卻也存在著各種各樣的缺點：有的難以適用於大功率場合；有的要求很小的漏感；有的電路較為複雜且成本很高[2][3][4][5][6]。
本文提出了一種新穎的ZVZCSPWM全橋變換器，它能有效地改進以往所提出的ZVZCSPWM全橋變換器的不足。這種變換器是在常規零電壓PWM全橋變換器的次級增加了一個輔助電路，此輔助電路的優點在於沒有有損元件和有源開關，且結構簡單。次級整流二極體的電壓應力與傳統PWM全橋變換器相等，而ZCS具有最小的環路電流值。電流環能夠根據負載的變化情況自動進行調整，從而保證了負載在較大範圍內變化時變換器同樣具有較高的效率。
1 工作原理
該ZVZCSPWM全橋變換器主電路如圖1所示。它是在傳統的零電壓PWM全橋變換器的次級增加了一個輔助電路，同時，該變換器還採用了移相控制方式。在圖1中，S1和S3分別超前於S4和S2一個相位，稱S1和S3組成的橋臂為超前臂，S2和S4組成的橋臂為滯後臂。C1和C3分別是S1和S3的外接電容。Lr是諧振電感，它包括了變壓器的漏感。每個橋臂的兩個功率管成180°互補導通，兩個橋臂的導通角相差一個相位，即移相角，通過調節移相角的大小來調節輸出電壓。超前臂開關管實現零電壓導通和關斷的工作原理與ZVSPWM全橋變換器相同，而滯後臂開關管是通過輔助電路來實現零電流導通和關斷的，由於輸出電感的儲能用來實現超前臂開關管的ZVS，所以可以用外接電容來減小開關損耗。通過對Ch放電，流過變壓器的原邊電流在諧振周期內減小到零，從而實現了滯後橋臂的ZCS。
為了便於分析變換器的穩定工作狀態，而作如下假設：
——所有開關管、二極體、電容、電感均為理想元器件；
——輸出濾波電感Lf足夠大，在一個開關過程中可以等效為一個恆流源。
圖2
在半個工作周期內，變換器有8種開關模態。因為，電流環能夠根據負載的變化而作相應的調整，所以，這些開關模態在負載較輕的情況下變化很小。
1.1 變換器在滿載條件下工作
假定變換器工作在滿載條件下，其各個模態的等效電路及主要波形圖如圖2和圖3所示。
1）開關模態1[t0，t1]在t0時刻，開關管S1及S4導通，輸入電壓Vs加到了變壓器的漏感Lr上，原邊電流ip從零開始線性增加，在t1時刻，電流ip增加到與輸出電感電流值相等。電流ip的變化式如式（1）所示。
ip(t)=(Vs/Lr)t （1）
2）開關模態2[t1，t2]t1時刻後，開關管S1和S4繼續導通，輸入功率傳到了變壓器的次級。輔助線圈的漏感Llks與吸持電容Ch產生諧振，給Ch充電，Ch上的電壓及電流可由式（2）及式（3）得到。
在t2時刻，Ch上的電壓達到最大值VH，同時電流減小為零。為了防止二極體Dd在該工作模態下導通，Ch的最大電壓值VH應當設計得比輸入電壓反射到次級的電壓Vs/n小。
3）開關模態3[t2，t3]當Ch的充電電流減小到零的時候，Dc零電流關斷，Ch上的電壓保持在VH。原邊電流仍被傳遞到輸出端。
4）開關模態4[t3，t4]在t3時刻，S1關斷，原邊電流給電容C1充電，使C3放電，變壓器原邊電壓vAB開始線性下降，即
vAB(t)=Vs－(Io/nCeq)t （5）
式中：Io為輸出電流；
Ceq=C1＋C3。
變壓器的次級電壓vsec以相同的速率下降，直到t4時刻其值與Ch上的電壓值相等為止。
5）開關模態5[t4，t5]當vsec下降到VH時，二極體Dd導通，vsec被箝位在Ch的電壓值。變壓器的原邊電壓vAB還以與先前同樣的速率下降到零，而vsec則緩慢地下降。在該模態下，因為與原邊電壓相比，vsec的下降非常
引言
移相全橋零電壓PWM軟開關（PSFBZVS）變換器與移相全橋零電壓零電流PWM軟開關（PSFBZVZCS）變換器是目前國內外電源界研究的熱門課題，並已得到了廣泛的應用。在中小功率的場合，功率器件一般選用MOSFET，這是因為MOSFET的開關速度快，可以提高開關頻率，採用ZVS方式，就可將開關損耗減小到較為理想的程度[1]。而在高壓大功率的場合，IGBT更為合適。但IGBT的最大的缺點是具有較大的開關損耗，尤其是由於IGBT的「拖尾電流」特性，使得它即使工作在零電壓情況下，關斷損耗仍然較大，要想在ZVS方式下減少關斷損耗，則必須加大IGBT的並聯電容。然而由於輕載時ZVS很難實現（滯後臂的ZVS更難實現），因此ZVS方案對於IGBT來說並不理想。若採用常規的移相全橋軟開關變換器，其優點是顯而易見的，即功率開關器件電壓、電流額定值小，功率變壓器利用率高等，但是它們卻也存在著各種各樣的缺點：有的難以適用於大功率場合；有的要求很小的漏感；有的電路較為複雜且成本很高[2][3][4][5][6]。
本文提出了一種新穎的ZVZCSPWM全橋變換器，它能有效地改進以往所提出的ZVZCSPWM全橋變換器的不足。這種變換器是在常規零電壓PWM全橋變換器的次級增加了一個輔助電路，此輔助電路的優點在於沒有有損元件和有源開關，且結構簡單。次級整流二極體的電壓應力與傳統PWM全橋變換器相等，而ZCS具有最小的環路電流值。電流環能夠根據負載的變化情況自動進行調整，從而保證了負載在較大範圍內變化時變換器同樣具有較高的效率。
1 工作原理
該ZVZCSPWM全橋變換器主電路如圖1所示。它是在傳統的零電壓PWM全橋變換器的次級增加了一個輔助電路，同時，該變換器還採用了移相控制方式。在圖1中，S1和S3分別超前於S4和S2一個相位，稱S1和S3組成的橋臂為超前臂，S2和S4組成的橋臂為滯後臂。C1和C3分別是S1和S3的外接電容。Lr是諧振電感，它包括了變壓器的漏感。每個橋臂的兩個功率管成180°互補導通，兩個橋臂的導通角相差一個相位，即移相角，通過調節移相角的大小來調節輸出電壓。超前臂開關管實現零電壓導通和關斷的工作原理與ZVSPWM全橋變換器相同，而滯後臂開關管是通過輔助電路來實現零電流導通和關斷的，由於輸出電感的儲能用來實現超前臂開關管的ZVS，所以可以用外接電容來減小開關損耗。通過對Ch放電，流過變壓器的原邊電流在諧振周期內減小到零，從而實現了滯後橋臂的ZCS。
為了便於分析變換器的穩定工作狀態，而作如下假設：
——所有開關管、二極體、電容、電感均為理想元器件；
——輸出濾波電感Lf足夠大，在一個開關過程中可以等效為一個恆流源。
圖2
在半個工作周期內，變換器有8種開關模態。因為，電流環能夠根據負載的變化而作相應的調整，所以，這些開關模態在負載較輕的情況下變化很小。
1.1 變換器在滿載條件下工作
假定變換器工作在滿載條件下，其各個模態的等效電路及主要波形圖如圖2和圖3所示。
1）開關模態1[t0，t1]在t0時刻，開關管S1及S4導通，輸入電壓Vs加到了變壓器的漏感Lr上，原邊電流ip從零開始線性增加，在t1時刻，電流ip增加到與輸出電感電流值相等。電流ip的變化式如式（1）所示。
ip(t)=(Vs/Lr)t （1）
2）開關模態2[t1，t2]t1時刻後，開關管S1和S4繼續導通，輸入功率傳到了變壓器的次級。輔助線圈的漏感Llks與吸持電容Ch產生諧振，給Ch充電，Ch上的電壓及電流可由式（2）及式（3）得到。
在t2時刻，Ch上的電壓達到最大值VH，同時電流減小為零。為了防止二極體Dd在該工作模態下導通，Ch的最大電壓值VH應當設計得比輸入電壓反射到次級的電壓Vs/n小。
3）開關模態3[t2，t3]當Ch的充電電流減小到零的時候，Dc零電流關斷，Ch上的電壓保持在VH。原邊電流仍被傳遞到輸出端。
4）開關模態4[t3，t4]在t3時刻，S1關斷，原邊電流給電容C1充電，使C3放電，變壓器原邊電壓vAB開始線性下降，即
vAB(t)=Vs－(Io/nCeq)t （5）
式中：Io為輸出電流；
Ceq=C1＋C3。
變壓器的次級電壓vsec以相同的速率下降，直到t4時刻其值與Ch上的電壓值相等為止。
5）開關模態5[t4，t5]當vsec下降到VH時，二極體Dd導通，vsec被箝位在Ch的電壓值。變壓器的原邊電壓vAB還以與先前同樣的速率下降到零，而vsec則緩慢地下降。在該模態下，因為與原邊電壓相比，vsec的下降非常
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